 2.6 考虑闭锁效应 最完整的高电压栅极驱动集成电路都含有寄生二极管，它被前向或反向击穿，就可能导致寄生 SCR 闭锁。闭锁效应的最终结果往往是无法预测的，破坏范围从器件工作时常不稳定到完全失效。栅极驱动集成电路也可能被初次过压之后的一系列动作间接损坏。例如，闭锁导致输出驱动置于高态，造成交叉传导，从而导致开关故障，并最终使栅极驱动器集成电路遭受灾难性破坏。如果功率转换电路和/或栅极驱动集成电路受到破坏，这种失效模式应被考虑成一个可能的根本原因。下面的理论极限可用来帮助解释VS电压严重不足和由此产生闭锁效应之间的关系。  在第一种情况中，使用了一个理想自举电路，该电路的 VDD 由一个零欧姆电源驱动，通过一个理想二极管连接到 VB，如图 9 所示。当大电流流过续流二极管时，由于 di/dt 很大，VS 电压将低于地电压。这时，闭锁危险发生了，因为栅极驱动器内部的寄生二极管 DBS，最终沿VS 到 VB 方向导通，造成下冲电压与 VDD 叠加，使得自举电容被过度充电，如图 10 所示。  例如：如果 VDD=15 V， VS 下冲超过 10 V，迫使浮动电源电压在 25 V 以上，二极管 DBS 有被击穿的危险，进而产生闭锁。 假想自举电源被理想浮动电源替代，如图 11 所示，这时， VBS 在任何情况下都是恒定的。注意利用一个低电阻辅助电源替代自举电路，就能实现这种情况。这时，如果 VS 过冲超过数据表 (datasheet) 规定的最大 VBS 电压，闭锁危险就会发生，因为寄生二极管 DBCOM 最终沿COM 端到 VB 方向导通，如图 12 所示。  一种实用的电路可能处在以上两种极限之间，结果是VBS 电压稍微增大，和 VB 稍低于 VDD，如图 13 所示。  准确地说，任何一种极限情况都是流 行的，检验如下。如果 VS 过冲持续时间超过 10 个纳秒，自举电容 CBOOT被过充电，那么高端栅极驱动器电路被过电压应力破坏，因为 VBS 电压超过了数据表指定的绝对最大电压(VBSMAX) 。设计一个自举电路时，其输出电压不能超过高端栅极驱动器的绝对最大额定电压。 2.7 寄生电感效应 负电压的振幅是：  为了减小流过寄生电感的电流随时间变化曲线的斜度，要使等式 1 中的导数项最小。 例如，如果带 100 nH 寄生电感的 10 A、25 V 栅极驱动器在 50 ns 内开关，则 VS 与接地之间的负电压尖峰是 20 V。 3. 自举部件的设计流程 3.1 选择自举电容 自举电容 (CBOOT) 每次都被充电，此时，低端驱动器导通，输出电压低于栅极驱动器的电源电压 (VDD)。自举电容仅当高端开关导通的时候放电。自举电容给高端电路提供电源 (VBS)。首先要考虑的参数是高端开关处于导通时，自举电容的最大电压降。允许的最大电压降 (VBOOT)取决于要保持的最小栅极驱动电压 ( 对于高端开关 )。如果VGSMIN是最小的栅-源极电压，电容的电压降必须是：  其中： VDD= 栅极驱动器的电源电压； VF= 自举二极管正向电压降 [V] 计算自举电容为：  其中 QTOTAL 是电容器的电荷总量。 自举电容的电荷总量通过等式 4 计算：  其中： QGATE = 栅极电荷的总量 ILKGS = 开关栅 - 源级漏电流； ILKCAP = 自举电容的漏电流； IQBS = 自举电路的静态电流； ILK = 自举电路的漏电流； QLS= 内部电平转换器所需要的电荷，对于所有的高压栅极驱动电路，该值为 3 nC ； tON = 高端导通时间；和 ILKDIODED = 自举二极管的漏电流； 电容器的漏电流，只有在使用电解电容器时，才需要考虑，否则，可以忽略不计。 例如：当使用外部自举二极管时，估算自举电容的大小。 栅极驱动 IC=FAN7382 （飞兆） 开关器件 =FCP20N60 （飞兆） 自举二极管 =UF4007 VDD = 15 V QGATE = 98 nC （最大值） ILKGS = 100 nA （最大值） ILKCAP = 0 ( 陶瓷电容 ) IQBS = 120 µA （最大值） ILK = 50 µA （最大值） QLS = 3 nC TON = 25 µs （在 fs=20 KHz 时占空比 =50%） ILKDIODE = 10 nA 如果自举电容器在高端开关处于开启状态时，最大允许的电压降是 1.0 V，最小电容值通过等式 3 计算。  自举电容计算如下：  外部二极管导致的电压降大约为 0.7 V。假设电容充电时间等于高端导通时间 （占空比 50%）。根据不同的自举电容值，使用以下的等式：  推荐的电容值是 100 nF ~ 570 nF，但是实际的电容值必须根据使用的器件来选择。如果电容值过大，自举电容的充电时间减少，低端导通时间可能不足以使电容达到自举电压。 3.2 选择自举电阻 当使用外部自举电阻时，电阻 RBOOT 带来一个额外的电压降：  其中： ICHARGE = 自举电容的充电电流； RBOOT = 自举电阻； tCHARGE = 自举电容的充电时间 ( 低端导通时间 ) 不要超过欧姆值（典型值 5~10 Ω），将会增加 VBS 时间常数。当计算最大允许的电压降 (VBOOT) 时，必须考虑自举二极管的电压降。如果该电压降太大或电路不能提供足够的充电时间，我们可以使用一个快速恢复或超快恢复二极管。 4. 考虑自举应用电路 4.1 自举启动电路 如图 1 所示，自举电路对于高电压栅极驱动器是很有用的。但是，当主要 MOSFET(Q1) 的源极和自举电容(CBOOT) 的负偏置节点位于输出电压时，它有对自举电容进行初始化启动和充电受限的问题。启动时，自举二极管 (DBOOT) 可能处于反偏，主要 MOSFET(Q1) 的导通时间不足，自举电容不能保持所需要的电荷，如图 1 所示。 在某些应用中，如电池充电器，输出电压在输入电源加载到转换器之前可能已经存在了。给自举电容 (CBOOT)提供初始电荷也许是不可能的，这取决于电源电压(VDD) 和输出电压 (VOUT) 之间的电压差。假设输入电压（VDC）和输出电压 (VOUT) 之间有足够的电压差，由启动电阻 (RSTART)，启动二极管 (DSTART) 和齐纳二极管(DSTART) 组成的电路，可以解决这个问题，如图 14 所示。在此启动电路中，启动二极管 DSTART 充当次自举二极管，在上电时对自举电容 (CBOOT) 充电。自举电容(CBOOT) 充电后，连接到齐纳二极管DZ，在正常工作时，这个电压应该大于驱动器的电源电压 (VDD) 。启动电阻限制了自举电容的充电电流和齐纳电流。为了获得最大的效率，应该选择合适的启动电阻值使电流极低，因为电路中通过启动二极管的自举路径是不变的。  4.2 自举二极管串联电阻 在第一个选项中，自举电路包括一个小电阻，RBOOT，它串联了一个自举二极管，如图15所示。自举电阻RBOOT，仅在自举充电周期用来限流。自举充电周期表示 VS 降到集成电路电源电压 VDD 以下，或者 VS 被拉低到地 （低端开关导通，高端开关关闭）。电源 VCC，通过自举电阻RBOOT 和二极管 DBOOT，对自举电容 CBOOT 充电。自举二极管的击穿电压 (BV) 必须大于 VDC，且具有快速恢复时间，以便最小化从自举电容到VCC电源的电荷反馈量。  这是一种简单的，限制自举电容初次充电电流的方法，但是它也有一些缺点。占空比受限于自举电容 CBOOT 刷新电荷所需要的时间，还有启动问题。不要超过欧姆值（典型值 5~10 Ω），将会增加 VBS 时间常数。最低导通时间，即给自举电容充电或刷新电荷的时间，必须匹配这个时间常数。该时间常数取决于自举电阻，自举电容和开关器件的占空比，用下面的等式计算：  其中 RBOOT 是自举电阻；CBOOT 是自举电容；D 是占空比。 例如，如果 RBOOT=10， CBOOT=1 µF， D=10 % ；时间常数通过下式计算：  即使连接一个合理的大自举电容和电阻，该时间常数可能增大。这种方法能够缓解这个问题。不幸的是，该串联电阻不能解决过电压的问题，并且减缓了自举电容的重新充电过程。 |
